在非持續傳輸的通信系統中，開關電源常常要工作在一個相互矛盾的條件下，即要求輸入和輸出之間保持較高的隔離度和靜態電流極低的待機模式。由于工作狀態下消耗的功率遠遠高于待機功耗，這樣的組合要求增大了設計難度。由于要在隔離和低功耗之間進行折衷，目前商用化的電源模塊幾乎都不能滿足這樣的要求。

無線通信在過去5年發生了突飛猛進的上升，并將繼續保持上升勢頭。除了GSM和3G移動通信系統，基于IEEE無線標準802.xx1各種版本的Bluetooth、WiFi、Winmax和ZigBee等新興通信技術也在不斷發展。目前，包括小型無線監測和控制設備在內的監控需求越來越多，這樣的設備必須滿足苛刻的尺寸和功率要求。為了滿足這些要求，集成供應商必須通過高度集成的芯片來降低系統尺寸2和功耗3,4。

無線設備供電電源的一項重要指標是延長電池的使用壽命，重要設計目標是在保證無線通信系統性能的前提下降低功耗。綜合上述條件，要考慮以下設計特點：

非持續收發；

電源濾波或穩壓；

高效電路拓撲。

上述第一個特點取決于傳輸系統，第二個要求可以通過開關電源實現，而第三個要求則由開關電源本身的功耗決定，另外還要盡可能減小待機功耗。因此，通過上述三個特點對系統進行優化設計。

非持續收/發

因為無線系統中，發送器和接收器耗電最大，很多設備采用了非持續發送/接收方法，以優化通信鏈路的空間接口資源和效率。由于無線通信單元不時持續工作，有利于降低整體功耗。

另一方面，非持續傳輸會在電源中引入較大的電壓紋波和電流峰值5。偏置電壓的穩定性會直接影響收發器的性能，電源電壓的跌落將大大降低射頻電路的工作指標，從而很難滿足通信設備的規格要求。系統由蓄電池供電時，電池壽命和放電特性對負載的峰值電流也非常敏感。

電源濾波和穩壓

電源可以通過一個大電容或其它技術進行濾波（參考文獻6）。電源電壓通過線性穩壓器或開關電源進行調節，穩壓不僅僅可以降低紋波還可以減小EMI，以保持無線設備的工作性能。

大功率電源拓撲

電源的效率非常關鍵，因此，需選擇最佳拓撲的開關電源。表1列出了常見的商用化DC-DC轉換模塊的，但這些模塊不能滿足我們的目標需求：空載時保持超低功耗。即使是非隔離電源在空載時也會消耗相當大的電流，我們的目標是在空載條件下將電源電流限制在12mA以內，為了達到這一目標，我們把待機電流和靜態電流按以下的方式劃分：

靜態電流是空載下保持穩壓所需的電源電流；

待機電流是當電源不為系統供應穩壓輸出時的電源電流。

最后，我們還要供應隔離，在惡劣環境下為系統可靠工作供應必要的保護。

當前技術水平

上述討論表明為無線設備設計電源時要考慮以下問題：

非常低的空載功耗；

隔離；

效率和尺寸。

基于上述三個條件，設計高效轉換器時須注意以下三個方面：

隔離；

控制方法；

反饋回路的拓撲。

隔離

電源的輸入和輸出隔離是通過變壓器實現的，關于逆變和反激拓撲，能量儲存在變壓器電感內，問題是如何供應變壓器次級到原級的反饋。大多數系統通過使用額外的繞組或光耦實現。輔助繞組提高了復雜度，而且在低壓輸出以及負載變化時不能保證足夠精確的輸出電壓。

電源系統穩定工作時，光耦要穩定的電流流過原級LED。為優化系統，需盡可能降低該電流(圖1)。通過減小低電流下光耦的轉移系數(CTR)(10mA時63%，1mA時22%)，并降低光耦速度可以使這個電流達到最小。此外，還要誤差比較器、精密基準TLV431的電流，使其保持在最小值(Ikmin=100μA)。

圖1.輸出分壓電路出現誤差比較器信號，用于隔離圖3所示開關電源。

關于連接在基準輸出的分壓電阻R131和R137，為了減小電流須選擇大阻值電阻。設計時要考慮補償輸入電流和輸入電容造成的延遲(這個問題可以通過電容分壓解決)。由于輸出電容(C47)很大，要選擇低ESR電容(鉭、OsCon、有機鋁電容等)。另外還要求電容具有極低的漏電流，應為漏電流(特別是在高溫情況下)會出現很大的損耗(關于一個16VKemetT495100μF電容，IL在25°C時等于16μA，85°C時會達到160μA)。

控制電路

最常見的電源拓撲是電流模式脈寬調制(pWM)，通過改變脈沖寬度控制電感的充電電流。負載較重時，通過加大脈沖寬度使電感儲存更多能量(圖2)。負載較輕時，通過減小脈沖寬度降低電感儲能。關于低電流負載，電源工作在非持續模式，重要電流損耗源于電源本身。

圖2.脈寬調制器(pWM)控制出現控制電壓(中線)和電感電流(底線)，以響應負載電流的變化(頂部)。

pWM最大的好處是固定頻率，簡化了EMI控制的電路設計，并可提高重載下的效率。其重要缺陷是在輕載或空載條件下相對電流損耗較大，因為調節器內部振蕩器工作在固定頻率(例如，UC3845在輕載下電流損耗為：Icc=17mA)。圖3為UC3845主控制器電壓、電流反饋網絡的典型電流損耗。

圖3.pWM控制器(U41)利用光耦隔離出現變壓器次級到原級的反饋。

反饋網絡拓撲

電壓反饋由流過光電晶體管(光耦U45內部)到R135的電流供應，R135要盡可能大，以降低功耗，但還必須保持光耦正常工作的電阻值。

電流反饋通過R134的壓降出現，為降低功耗，在該電壓和基準(VREF=5V，第8引腳)之間采用R125、R133分壓，在ISENSE(第3引腳)端得到1V電壓。分壓電阻必須有足夠大的阻值，以降低功耗；但還必須注意電阻與C53形成的RC濾波器不會影響電流信號。消耗在R126和C46振蕩器元件的功耗是不可防止的，因為要始終保持輸出電壓。

更新方法進一步降低功耗

關于基于UC38C41或MAX5021pWM控制器和TLV431C或MAX8515A精密基準設計的電源來說，通過幾種渠道可以進一步降低功耗。可以選擇合適的元件降低功耗。

誤差比較器

通常選擇TL431供應精密基準，但它不適合本設計，因為它所出現的電壓(VA-Kmin=VREF=2.5V，加上U45LED和R124的壓差)過于接近3.6V的輸出電壓。一種替代選擇是使用MAX8515并聯基準，其基準電壓僅為0.6V，在-40oC至+85°C溫度范圍內能夠保持1%的精度。關于低壓輸出應用，該款IC是最理想的選擇，因為它沒有上述高基準電壓的限制(基準電壓達到2.5V)。

該應用實例的另一選擇是TLV431C并聯型基準，可以從多家供應商獲得，能夠滿足基準要求：VREF=1.24V，0oC至+70°C范圍可保持1%精度。分壓網絡電流固定在24μA，保證基準電流(溫漂0.5μA)對輸出電壓沒有明顯影響。另外，須保證輸入電容出現的信號延遲不會影響電路的正常工作。

pWM控制器

傳統的UC3845（圖3）控制器電流損耗大約為17mA(VFB和VSENSE=0V)，關于本應用該電流過高，可以采用MAX5021代替。MAX5021的封裝為SOT23-6，在同類IC中尺寸最小。它還具有最低工作電流(1.2mA)，內置260kHz振蕩器，0.6V的VISENSE，可以直接由光耦輸入，其很多特性均可滿足該類應用的要求。其不足之處是欠壓保護門限10Voff/24Von不適合12V輸入的應用。另外，它具有極低的待機電流，非常適合高輸入電壓的場合。

最后可以考慮的一款IC是UCC38C41，其欠壓保護門限6.6Voff/7.0Von，典型電流損耗ICC=2.3mA。電流檢測電路消耗電流100uA，光耦消耗電流530uA。為了維持光電晶體管電流，LED要至少1mA電流。所得到的電源尺寸大約50x30mm，包括兩個光耦，一個用于控制環路反饋，另一個用于檢測輸入端的電池電壓。這個電源性能如下：

功率=3.6W；

輸入電壓范圍：10V至15V；

標稱輸入電壓Vin=12V；

隔離(要電流隔離)；

降壓型反激拓撲；

電壓和電流控制環路；

pWM控制模式；

開關頻率是250kHz；

最大輸出電流是1A；

輸出電壓是3.6V；

空載電流5.7mA。

測試結果

圖4是用于幾款無線模塊的原形電路，工作在非持續模式，最大峰值電流為3A，最大平均電流為1A。為了減小最大峰值電流并解決由此帶來的問題，設計時要參考文獻5和6討論的相關技術。推薦使用大容值、低ESR電容。

圖4.該電路板包括圖3所示電源的光耦隔離。

測試結果(表2和表3)沒有包括輸入濾波電路和保護電路的共模損耗。表2給出了不同輸入電壓下的空載電流。

最低電流可以達到5mA，這個值還可以進一步減小到3mA，但可能造成系統不穩定。為了防止自激并考慮元件的容差，為了留出一定的裕量，將最小電流設置在略高于5mA。如表3所示，在標稱工作條件下，典型負載下，電路經過優化可以達到最高效率。圖5給出了不同輸出電流下的效率。

圖5：圖3所示電源的效率曲線，在標稱12V輸入電壓、不同負載下效率非常穩定(曲線保持平坦)。

根據我們掌握的數據，目前商用化的、具有類似特性的隔離電源，其最小空載電流為20mA。利用常見的元器件，本文介紹的應用電路可以將靜態電流降至5mA，由于我們12mA的設計目標。